摘要:一種電磁流量轉換器信號處理方案使用24比特低噪聲模數轉換器，使得模擬信號處理電路被簡化為僅一級直流耦合儀表放大器。該方法能夠顯著改進業界常用的交流信號耦合電路難以克服的共模抑制比損失,在具有信號輸人阻抗的同時可以保持足夠低的電路噪聲，改善最小流速分辨率。電路能夠接受:傳感器電極之間450mV的直流差模電壓，有極寬的輸人動態范圍和極佳的線性。原理樣機通過水流標定試驗在0.5~5 m/s流速范圍內達到±0.2%讀數正確率。
0引言
電磁流量計因其口徑范圍寬，量程大，精度高，無壓力損失，可靠性高等優點，在工業領域得到廣泛應用”。電磁流量計的工作原理是法拉第電磁感應定律。導電流體流過傳感器工作磁場時，在測量管壁與流動方向和磁場方向相互垂直的一對電極間，產生與流速成比例的電動勢。電動勢的大小可表示為E =kBDʋ,式中，E為感應信號電勢; k為常數; B為磁感應強度; D為測量管內徑;ʋ為測量管內電極斷面軸線方向平均流速。電磁流量計由電磁流量傳感器和電磁流量轉換器組成。電磁流量傳感器的輸出是疊加在共模信號上的極微弱的有用信號，通常是微伏到毫伏幅值信號在幾百毫伏到一、兩伏的共模信號之上。傳感器內阻可能從十幾歐姆到幾十兆歐姆凹。從而要求轉換器的信號處理電路具有高共模抑制比，低噪聲，高輸人阻抗的特性。目前業界常用工頻偶數分之-一倍的低頻方波勵磁的傳感器激勵方式"，要求電磁流量轉換器能夠處理傳感器輸出的脈動交流信號。交流信號耦合是電磁流量轉換器信號放大電路最常用的信號耦合方式。
1常見的信號放大電路設計及其優缺點
現代工業電磁流量計從20世紀50年代產品問世以來隨著電子技術和計算機技術的發展逐漸成熟完善和智能化，智能化的重要標志是微處理器的使用。電磁流量傳感器輸出的高內阻、高共模且微弱的有用信號不能被微處理器直接接受,需要模數轉換器首先對傳感器輸出的模擬信號進行數字化。直到21世紀初之前工業用途的分辨率高、低噪聲模數轉換器仍是稀少和昂貴的商品，所以傳感器信號必需被放大數百至上千倍后再數字化，從而可以使用成本較低同時分辨率也較低的模數轉換器。從20世紀的工業電磁流量計產品進化來的、目前仍然很常見的信號處理電路通常包括前置放大，后級放大，帶通濾波,采樣保持,模數轉換等。如圖1所示:微伏級的信號被前置放大器放大約十倍后交流耦合至后級;接著使用帶通濾波器把信號進一步放大幾十倍近伏級。被放大近伏級的信號經過微處理器控制的采樣保持電路濾除尖峰，變成緩慢的直流信號送入模數轉換器。該方法對模數轉換器的性能要求不高，通常14~16比特的分辨率和幾千赫茲的輸出數據率即可。它的優點是成熟穩定和被廣泛驗證，缺點是放大電路級數較多、增益倍數較高造成電路結構復雜，容易振蕩，線性損失，過長的低通濾波時間常數會影響對流量階躍變化做出迅速響應，另外在物料成本、功耗、電路尺寸、可靠性等方面也有劣勢。
電磁流量傳感器的響應通常為150 μV/( m/s)到200μV/(m/s)，因為調制勵磁電流的換向，傳感器的輸出信號幅值加倍。以150 μV/( m/s)(300 μV峰峰值)響應為例，對0.3~15 m/s流速的量程范圍，傳感器輸出信號幅值在90 μV峰峰值到4.5 mV峰峰值之間。保證流速信號被模數轉換器正確分辨的最低要求是出現在模數轉換器輸人端的傳感器信號幅值不得大于模數轉換器噪聲的一半。模數轉換器無噪聲分辨率的計算公式如式(1)所示。瞬時流速對應的傳感器信號幅值可被當作對模數轉換器噪聲的最低要求。由表1可見前級放大電路增益越低對模數轉換器的無噪聲分辨率指標的要求越高。這是20世紀后期數十年里在缺少成本可負擔、高分辨率的模數轉換器的條件下，工業電磁流量計普遍使用幾百至，上千倍增益的多級放大電路的重要原因。
電子進步使得在本世紀初開始出現越來越多性價比更好的低噪聲24比特模數轉換器產品。隨之出現的數字過采樣交流信號耦合放大是一種改進的電路結構。如圖2所示傳感器電極輸出信號使用電容耦合，在前置放大級采用自舉電路提高輸人阻抗，真差分輸出到模數轉換器。省略模擬帶通放大、采樣保持等電路。較高速的模數轉換器對前置放大器的輸出做過采樣。微處理器在數字域內重建流速信號波形、同步解調交流信號、濾除尖峰和噪聲，計算流速信號。該電路與前一-種電路相比的優點是:更少的元件，更低的價格，真差分信號的抗干擾，接受較寬的輸人共模電壓范圍。
電磁流量計的信號放大電路需要很高輸人阻抗以防止傳感器輸出過載帶來的信號幅度減小從而導致測量精度和重復性的損失。如圖3所示電磁流量計常用自舉放大器在信號輸人端串聯耦合電容同時又具有高的輸人阻抗巴。圖3的放大電路的輸入阻抗Rn可用式(2)計算門。放大電路的輸人阻抗與外部電阻、電容的數值和勵磁頻率高低有關甲。以最常用的1/8工頻勵磁為例如表2所示，需要使用十兆歐姆電阻才能達到上千兆的輸人阻抗。
但是自舉放大器輸人級結構也存在缺點:交流耦合電容容值必需選擇至少在微法以上,容值且匹配的電容網絡稀少而貴。公差通常是10%~20%很難達到1%的微法級的分立電容器件會顯著降低電路的共模抑制比和引入交流信號的相位偏差。為達到109Ω直流輸人阻抗,自舉放大器電路需要用到10MΩ級的外部電阻。這些電阻的不匹配會帶來共模抑制比的顯著下降,比如0.1%電阻公差能達到66分貝共模抑制比，1%電阻公差只能達到34分貝共模抑制比。電磁流量計放大電路要求大于100分貝的共模抑制比需要四個采用厚/薄膜技術具有0.01%或更佳的絕對值及溫度系數匹配的單襯底高阻值電阻網絡4價格十分昂貴且難得。
2本文設計的直流信 號放大電路
本文電磁流量轉換器信號處理電路如圖4所示。電磁流量傳感器的一對電極輸出經過射頻濾波阻容網絡直流耦合至±5V供電的AD8220結型場效應管輸入儀表放大器輸入端。AD8220的增益設置為5倍,參考電平管腳連接到AD7172-2模數轉換器的2.5 V內部基準源輸出,把儀放輸出信號的電平抬高至正極性。被AD8220調理后的傳感器信號直流耦合至+5 V供電的AD7172-2第0號輸人通道，AD7172-2的2.5V內部基準源輸出接第1號輸人通道,兩個通道組成0~5 V偽差分輸人。AD7172-2 的輸出數據率設為31 250 Hz ,數字量化后的樣點送入ADSP-BF504F數字信號處理器進行同步解調數字濾波和流量計算、線性化補償、電流或脈沖輸出等處理。該方案試圖吸取數字過采樣交流信號耦合的電磁流量計信號放大電路優點的同時避免其共模抑制比損失的缺點。通過使用比傳統方案低一到二百倍的模擬增益并結合軟件的方法解決直流耦合帶來的信號飽和問題。因為放大器增益只有5倍, ±5 V供電的AD8220的軌到軌電壓輸出范圍的上限是4.8V,單5V供電且集成真軌到軌輸人緩沖器的AD7172-2的輸人電壓范圍是0~5 V。所以放大器輸人動態范圍等于(4.8-2.5) +5=0.46(V),折合150 μV/(m/s)響應的傳感器在3 067 m/s流速的輸出(這僅是理論值,實際流速不可能這么高)。這表明該電路設計能夠處理極寬廣的流速范圍。該電路的非線性誤差由儀表放大器和模數轉換器的非線性低指標共同決定。AD8220和AD7172-2的數據手冊標稱其非線性誤差典型值分別是5PPM和±2PMM，所以該電路設計具有線性佳。
該方案有三個要點。第一,使用AD7172-2 24比特31250HzΣ-△型高分辨率低噪聲的模數轉換器。AD7172-2在輸人緩沖使能,20 Hz輸出數據率,5V外部基準電壓源，片內SINC5+SINC1數字濾波器條件下的噪聲性能是1.8 μV峰峰值，無噪聲分辨率指標22.4比特迫。AD7172-2 相比其他性能最接近的同類模數轉換器產品在功耗和噪聲指標上都降低超過百分之五十。本文設計中使用AD7172-2內部2.5 V基準電壓源,其初始精度±0.12%，溫漂僅±2PPM/C,模數轉換器噪聲進一步下降為使用外部5伏基準源時的一-半即0.9 μV峰峰值。AD7172-2 集成的斬波、真軌到軌緩沖器具有高輸人阻抗，極低失調誤差漂移和1/F噪聲，使它能夠接人任意的前級放大器而無需擔憂其驅動能力。模數轉換器的超低噪聲使得采用更低的前級放大器增益成為可能。把放大器增益設置成5倍,模數轉換器噪聲峰峰值折算到放大器輸人端為0.18μV仍顯著小于前級放大器的1/F噪聲0.94 μV,約等于分辨1.2 mm/s的瞬時流速。雖然在絕大多數情況下AD7172-2對電磁流量計已經足夠好,同系列的AD7175-2在相同配置下可提供低至0.75μV峰峰值噪聲(使用外部5 V基準電壓源)和最高可達250 000 Hz的采樣速率。同系列的AD7173-8提供類似的性能和多達八個真差分輸入通道可以擴展溫度或壓力傳感器測量。
第二，在電磁流量傳感器輸出到模數轉換器之間總共只用一級前置放大器,即高輸入阻抗、高共模抑制比、低噪聲的集成儀表放大器AD8220且放大倍數設置為5倍。因為使用片內集成的激光微調技術的高度匹配電阻，AD8220典型值高達10分貝衛的共模抑制比對電磁流量傳感器共模信號有很好的抑制。與自舉故大器不同的是,AD8220采用經典的三運放拓撲和場效應管輸人的電流反饋放大器結構具有1013?Ω輸人阻抗和10-12?A輸人漏電流凹! ,完全可以滿足包括高內阻的電容電極類型在內的絕大部分電磁流量傳感器。由于勵磁頻率主要是低頻并且流量信號通常是緩變的,所以信號處理電路在0- 10 Hz范圍內的噪聲是關鍵參數。AD8220號稱沒有0-10Hz1/F電流噪聲凹,折算到其輸人端的1/F電壓噪聲成為主要部分。表3列出AD8220在各種放大倍數下折算到輸人端的1/F電壓噪聲峰峰值。其中5倍放大的AD8220折算到輸人端的噪聲峰峰值是1.27 μV。通過式(3)可以估算出此時模數轉換器和儀表放大器折算到輸人端(傳感器的輸出端)的噪聲為1.28μV,從而分辨150 μV/( m/'s)傳感器的8.6 mm/s瞬時流速或1 mm/s的累積流量。此處估算使用0.1~10Hz的噪聲指標,但根據流速緩慢變化的特性其實可以適用0.1-1 Hz的噪聲指標，所以估算值偏保守,實際測試結果應該更好。可見AD8220的1/F噪聲指標是決定該電路測量流速的最低分辨率的主要因素。相比之下模數轉換器的噪聲是如此之低,如果不考慮共模輸人范圈、共模抑制比和高輸人阻抗等限制.它甚至可以無需前級放大器增益而直接分辨傳感器輸出信號。然而不幸的是儀表放大器1/F噪聲隨著放大倍數減小而迅速增大,所以實踐中不能把儀表放大器的增益設置得過低。自舉放大器電路如果要達到1013Ω輸人阻抗和100分貝共模抑制比需要兩支既昂貴又難得的0.01%匹配1 x 109Ω超電阻。
第三，直流信號耦合的缺點是沒有區分的放大包括不需要的直流差模電壓在內的任何差模信號，存在著放大器輸出和/或模數轉換器輸入飽和而不能正常工作的風險。電磁流量傳感器由于極化電壓、電極材料、表面磨損狀況、安裝位置的不理想對稱等因素，即使在被測流體靜止的條件;下電極之間很難保證理想等電位，有可能出現幾十毫伏到幾百毫伏不等的差模電壓。作者曾在實驗中遇到兩個電極間出現約300mV的直流差模電壓的狀況，如果AD8220儀表放大器增益設為10倍，則輸人信號被放大和電平搬移2.5 V后AD8220的理論輸出值為5.5 V,但是AD8220的供電電壓為±5V,則造成它的輸出信號飽和。即使提高放大器的供電電壓可以避免其輸出飽和，模數轉換器的0~5 V輸人范圍也會被飽和。本文設計中把儀表放大器的增益降低至5倍，則此信號被AD8220放大和平移后出現在其輸出端為4 V仍在AD8220±4.8 V的輸出范圍和AD7172-2 的0~5 V輸人范圍內，所以電路可以正常工作。考慮0~15 m/s的流速信號的幅值該電路能夠處理的電極間差模電壓可以達到(4.8 V-15 m/s x0.00015 V/(m/s))÷5=0.457 V。電極間差模電壓造成的零點偏移可以通過周期性的軟件計算被扣除。進一步減小儀表放大器的增益可擴大電路處理電極差模電壓的范圍但代價是儀表放大器噪聲迅速增大。該電路噪聲性能的瓶頸在于儀表放大器而非模數轉換器。在滿足最低分辨率的前提條件下對本文設計的直流信號耦合而言前級放大器增益越低越好。
3實驗結果
試驗條件:傳感器50mm口徑，電極材料316L不銹鋼，傳感器系數1.1089,常溫常壓水，電子秤稱重法。進行系統零點和滿量程校正，未做逐點非線性校正。表4說明本文的方案在0.5 ~5m/s的流速范圍內的測量結果達到±0.2%的示數誤差，重復性優于萬分之四。
4結束語
本文介紹了一種用于電磁流量計的數字過采樣直流耦合的信號處理電路，配合最新24比特低噪聲模數轉換器能夠克服傳統的交流信號耦合方式的共模抑制比欠佳的不足，具有高輸入阻抗、低噪聲、寬輸人動態范圍、線性好等優點，直流信號耦合帶來的信號飽和問題也得到了較好的解決。該方案使用50mm口徑電磁流量傳感器通過水流標定試驗在0.5 ~5 m/s的流速范圍內基本誤差達到±0.2%讀數，性能好、設計簡潔，值得廣大電磁流量計用戶做進一步評估。
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